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LW1DSE > TECH 27.02.11 16:35l 211 Lines 12071 Bytes #999 (0) @ WW
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Subj: Fuentes de Alimentaci¢n Conmutadas #33
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ÉÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍ»
º FUENTES DE ALIMENTACION CONMUTADAS º
º Por Osvaldo LW1DSE º
ÈÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍͼ
Hasta ac hemos visto como utilizar los sistemas de PWM como conver-
tidores DC-DC (de Corriente Continua a Corriente Continua) aplicado a fuentes
de alimentaci¢n conmutadas. Empero, ‚sta no es la £nica aplicaci¢n de esta
t‚cnica. Vamos a analizar brevemente algunas de ellas.
Una de las m s actuales es lo que se denomina amplificaci¢n de audio
en clase D. Algunos dicen que la "D" obedece a "Digital", otros dicen que se
debe a un avance con respecto a la clase C ampliamente utilizada como ampli-
ficadores de RF de potencia y en osciladores, principalmente con v lvulas
termoi¢nicas. La verdad, no la se.
B sicamente un amplificador de audio en clase D o amplificador digi-
tal, o amplificador por PWM, es una especializaci¢n de una fuente conmutada,
con la diferencia de que se omite la etapa rectificadora sea cual fuera, y
que el valor medio de la corriente continua a la salida debe ser escencialemte
nula a lo largo del tiempo. Tampoco, no son £tiles aquellas topolog¡as que
imponen el uso de un duty cycle limitado (caso de), por ejemplo, la Forward y
en lo posible aquellas que forzosamente necesiten de un transformador para
ser £tiles, como el caso del Push Pull.
MF1
oÄÄÄÄÄÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ¿ Figura 1: la topolog¡a Half Bridge
+Ei ³ ³ÄÄÙ convertida en un amplificador clase D.
³+ oÄÄÄÄ´<Ä¿
ÄÄÁÄÄ PWM1 ³ÄÄ´
ÄÄÂÄÄ oÄÄÄÄÄÄÄ´
C1 ³- ³
³ ³ A ÍÍÍÍÍ Lo
oÄÄÄÄÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄ¿ ÃÄÄÁÄÄÄÛÛÛÛÛÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄÄ¿Eo
³ ³ ³ ³ ³
GND C2 ³+ ÄÁÄ ³ ³ ±
ÄÄÁÄÄ /// ³ÄÄÙ ÄÄÁÄÄ ± Ro
ÄÄÂÄÄ oÄÄÄÄ´<Ä¿ MF2 ÄÄÂÄÄ ±
³- PWM2 ³ÄÄ´ ³ ±
-Ei ³ oÄÄÄÄÄÄÄ´ ³Co ³
oÄÄÄÄÄÄÄÄÄÁÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÙ ÚÄÄÄÁÄÄÄÄÄÄÄÙ
³
ÄÁÄ
///
En la figura 1 puede apreciarse como una etapa Half Bridge se puede
adaptar a funcionar como amplificador clase D de audio. Los MOSFET funcionan
de manera bastante similar a como lo hacen en una fuente switching normal.
Difiere, como ya se dijo, en la ausencia de un transformador de RF, y del
rectificador, y a la salida del Half Bridge se ha conectado un filtro pasa-
bajos o integrador, compuesto por una o mas inductancias y uno o mas capaci-
tores, y cuya frecuencia de corte se halla en alg£n valor conveniente entre
el l¡mite superior de la banda audiofrecuente, 20 KHz, y la frecuencia de
"sampling" del amplificador, normalmente por encima de los 250 KHz. Dice el
teorema del muestreo, que para poder reproducir una determinada se¤al, basta
con tomar un par de muestras de la misma. Empero, esa es una condici¢n de
m¡nimo, y si as¡ se hiciera, el resultado ser¡a calamitoso, al menos en la
banda de audio, donde un o¡do medianamente educado reconoce hasta la m¡nima
distorsi¢n. Ergo, desde el punto de vista puramente t¢rico, cuanto mas alta
sea la frecuencia de muestreo, mayor es la fidelidad de la misma posterior a
su amplificaci¢n y ulterior filtrado. No obstante, como ya sabemos, aumentar
desmesuradamente la frecuencia de la conmutaci¢n de los MOSFET, trae una serie
de complicaciones en el dise¤o de la etapa de potencia, ya estudiadas.
En condiciones de ausencia de se¤al de entrada (de audio), ambos
MOSFET est n operando a un duty cycle de un 50% cada uno, y con un dead time
tan estrecho como sea posible, dado que un excesivo dead time genera un tipo
de distorsi¢n en el contenido audiofrecuente. En esas condiciones, el nivel
de DC a la salida es cero volts. Si aumentamos el ciclo activo del MOS MF1
al mismo tiempo que se lo reducimos al MF2, el valor medio de la tensi¢n de
salida ya no puede ser nulo, es positivo respecto de masa y existe un desba-
lance en la DC de la etapa. Al aparecer esa resultante de DC, se genera sobre
la carga Ro una corriente que circula por la misma hacia masa (GND). Si ahora
hacemos a la inversa, es decir aumentamos el duty cycle del MF2 con respecto
al de MF1, al que se lo reduce en la misma proporci¢n, el resultado es que la
salida tiende a negativo, con lo cual, la corriente que atraviesa a Ro ahora
tiene sentido inverso al anterior. La Matem ticas nos dice que:
Eo = ë * [+Ei] - (1 - ë) * [-Ei] (1)
Si ë (Duty cycle) es de .5 o 50%, las dos tensiones de la fuente
partida se cancelan a lo largo del tiempo de integraci¢n en el filtro. Para
que esto sea cierto, se debe cumplir que las dos tensiones de fuente se
igualen en valor, pero de distinta polaridad. Como es pr cticamente imposi-
ble garantizar dicha condici¢n, normalmente se incluye un lazo de realimen-
taci¢n de corriente cont¡nua y de audio, a fin de ajustar ë para cumplir la
premisa de cero volts con ausencia de se¤al de audio. Si, suponemos que ë se
lleva a .75 y a .2, y con Ei= ñ12V, se tiene:
Eo | = .75 * 12V - .25 * 12V = 9V - 3V = + 6V.
|
|ë=.75
Y para ë= .2 :
Eo | = .2 * 12V - .8 * 12V = 2.4V - 9.6V = - 7.2V.
|
|ë=.2
A medida que nos acercamos a ë = 0 o ë = 1, estaremos en presecia de
las tensiones de fuente a la salida. Lo cual no es una condici¢n normal de
trabajo, pero vemos que el dead time nos impide llegar a los valores de
fuente. En la pr ctica, las p‚rdidas en inductores y en la RDSon de los FET's
tambi‚n cooperan para no poder alcanzar la plena tensi¢n de las fuentes a la
salida, cosa que en los sistemas de audio tradicionales tampoco se puede
lograr por la VCEsat de los BJT's de salida. La ventaja radica, en que las
p‚rdidas por conmutaci¢n son constantes en cualquier condici¢n de trabajo
(siempre a lo largo de un ciclo conmutan los transistores de a uno por vez),
y variando las de conducci¢n con el material de audio. No obstante, como
eligiendo un par de buenos MOSFET's durante la etapa de dise¤o, y correcta-
mente exitados los mismos, son minimizables ambas. De hecho se puede hacer
un amplificador de 100 Watts en un impreso de 10 * 10 cm y sin discipadores
t‚rmicos.
Se puede entonces deducir, que si al PWM de la fuente lo modulamos,
no solamente con una muestra de la tensi¢n de salida (como hac¡amos en una
fuente), sin¢ con una se¤al sinusoidal, ‚sta ser convertida a un PWM que
ir alterando en forma regular al ciclo de actividad de uno de los MOSFET, e
inversamente al otro, y como dicha se¤al cae dentro de la banda pasante del
filtro, ser integrada por el mismo, y repuesta a su forma original, con un
valor de amplitud convenientemente mayor y aplicado a la carga. Y lo mismo le
suceder a una informaci¢n de audio cualquiera que sea aplicada al modulador
de ancho de pulsos, y que sea de una frecuencia tal que "pase" por el filtro.
³<-- T -->³ ³<-- T -->³ ³<-- T -->³
ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄÄ¿ ÚÄÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄ¿ ÚÄÄ¿ <--- MF1
³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ on
---------------------------------------------------------------------
ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄ¿ ÚÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄÄ¿ ÚÄÄ <- MF2
³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ on
---------------------------------------------------------------------
+ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄÄ¿ ÚÄÄÄÄ¿<+EiÚÄÄÄ¿ ÚÄÄ¿ ÚÄÄ¿ <--- MF1
³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ on
ÚÙ---À¿---ÚÙ---À¿---ÚÙ----À¿--ÚÙ----À¿--ÚÙ---À¿---ÚÙ--À¿----ÚÙ--À¿--- 0V
³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
- ÀÄÄÄÙ ÀÄÄÄÙ ÀÄÄÙ ÀÄÄÙ<-Ei ÀÄÄÄÙ ÀÄÄÄÄÙ ÀÄÄ <- MF2
->³³<- Dead time on
ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ <- +Eo
/ \
ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ/-------------------\ÄÄÄÄÄÄÄÄÄ------------- 0V
\
-Eo -> \ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ
Figura 2: Formas de onda te¢ricas del Half Bridge usado
como amplificador clase D. Arriba: Gate de MF1
y MF2 respectivamente. Al centro: Acci¢n combinada
de MF1 y MF2 a la entrada del filtro, punto A.
Abajo: Resultado del filtrado de la se¤al anterior (Eo).
Recu‚rdese que T [sec]= 1 / f [Hz] .
MF1
oÄÄÄÄÄÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ¿ Figura 3: la topolog¡a Half Bridge
+Ei ³ ³ÄÄÙ convertida en un amplificador clase D
³+ oÄÄÄÄ´<Ä¿ de audiofrecuencia, exitando un parlante
ÄÄÁÄÄ PWM1 ³ÄÄ´ y con doble etapa de filtrado.
ÄÄÂÄÄ oÄÄÄÄÄÄÄ´
C1 ³- ³
³ ³ ÍÍÍÍÍ Lo1 ÍÍÍÍÍ Lo2
oÄÄÄÄÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄ¿ ÃÄÄÄÄÄÄÛÛÛÛÛÄÄÄÂÄÄÄÛÛÛÛÛÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄÄ¿
³ ³ ³ ³ ³ ³
GND C2 ³+ ÄÁÄ ³ ³ ³ ³ /³
ÄÄÁÄÄ /// ³ÄÄÙ ÄÄÁÄÄ ÄÄÁÄÄ ÚÁÄ/ ³ Zo
ÄÄÂÄÄ oÄÄÄÄ´<Ä¿ MF2 ÄÄÂÄÄ ÄÄÂÄÄ ³ ³
³- PWM2 ³ÄÄ´ ³ ³ ÀÂÄ\ ³
-Ei ³ oÄÄÄÄÄÄÄ´ ³Co1 ³Co2 ³ \³
oÄÄÄÄÄÄÄÄÄÁÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÙ ÚÄÄÄÁÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÁÄÄÄÄÄÄÄÙ
³
ÄÁÄ
///
En la figura 3 vemos un amplificador clase D de audio, exitando un
altoparlante. Se puede apreciar una doble etapa de filtrado, no siempre
necesaria. Por lo general, el filtro utilizado responde a las caracter¡sticas
del tipo "Butterworth", que posee una pendiente de -20 dB por d‚cada y por
etapa, con lo cual el filtrado de la frecuencia de PWM es atenuada 80 dB/dec.
y posee adem s, un corte suave, sin irregularidades en la banda pasante. Por
el contrario, por una cuesti¢n de econom¡a de recursos, en algunos pocos casos
se elimina por completo el filtrado, y se aplica la onda rectangular directa-
mente a los terminales del parlante. Efectivamente, como la masa m¢vil del
sistema electro-mec nico-ac£stico del mismo en ning£n caso podr reproducir
semejantes frecuencias (250 KHz), y de poder hacerlo resultar¡a inaudible, la
onda rectangular resulta integrada por la inertancia del sistema motor, con
el resultado similar al del filtrado anterior. Empero, la irradiaci¢n de la
portadora y sus arm¢nicas por parte de los conductores de interconexi¢n y el
sobrecalentamiento de la bobina m¢vil por las corrientes de RF y del entre-
hierro y partes met licas asociadas, hacen severamente objetable tal dispo-
sici¢n resultando casi siempre limitada al interior de un equipo completo
(TV o similar)
Final cap¡tulo # 33
ÉÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍ»
º Osvaldo F. Zappacosta. Barrio Garay (GF05tg) Alte. Brown, Bs As, Argentina.º
º Mother UMC æPC:AMD486@120MHz, 16MbRAM HD IDE 1.6Gb MSDOS 7.10 TSTHOST1.43C º
º Bater¡a 12V 160AH. 9 paneles solares 10W. º
º oszappa@yahoo.com ; oszappa@gmail.com º
ÈÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍͼ
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