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Subj: Fuentes de Alimentaci¢n Conmutadas #27
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ÉÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍ»
º FUENTES DE ALIMENTACION CONMUTADAS º
º Por Osvaldo LW1DSE º
ÈÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍͼ
En este caso, vamos a analizar un poco a una de las topolog¡as m s
antiguas de fuentes conmutadas, que con algunas mejoras a£n se la sigue uti-
lizando. A decir verdad, dado el escaso costo que tiene hoy por hoy un con-
trol por PWM integrado de la serie UC384X (42, 43, 44 y 45) lo hace injus-
tificado tanto desde el punto de vista de la cantidad de materiales utili-
zados como por la confiabilidad que poseen estos £ltimos.
Se trata del oscilador de bloqueo utilizado como fuente conmutada.
B sicamente opera como un convertidor Fly Back, pero en el que las funciones
de oscilador, PWM y etapa de potencia se hallan integradas en una etapa £nica
compuesta por dos BJT's, o m s modernamente, un BJT de peque¤a se¤al, y un
MOSFET de potencia.
+
oÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ¿ ÚÄÄ´>ÃÄÄÄÄÄÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄoÄÄÄÄÄ¿
+ ³ ³ ³ ³ D1 ³ ³
³ ± øÛ º Û ³ ³
³ ± Rg L1 Û º Û L2 ³ ³
³ ± Û º Û ³ ³
³+ ³ ³ ³ø + ³ Co ³ Rc
ÄÄÁÄÄ ³ MF1 ³ÄÄÙ | ³ ÄÄÁÄÄ ±
ÄÄÂÄÄ ÃÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄ´<Ä¿ | ³ ÄÄÂÄÄ Eo ±
³- ³ ³ ³ÄÄ´ | ³ - ³ ±
ci ³ ³ ³ ÚÄÄÄÄÄÄ´ | ³ ³ ³
³ ³ ³ ³ ³ | ³ ³ ³
³ ³ ³ ± Rs ± | ³ ³ ³
³ ÀÄij ³ ± ± | ³ ³ ³
³ Q1 ÃÄ(ÄÄÙ ± | ³ ³ ³
³ Ú<ij ³ Rb ³ | ³ ³ ³
- ³ ³ ³ ³ | ³ ³ ³
oÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄÁÄÄÄÄ(ÄÄÄÄÄÄÂÄÄÙ | ÀÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄoÄÄÄÄÄÙ
ÄÁÄ ³ ³ | ÄÁÄ -
GND1 ³ ÀÄÄ¿ |M GND 2
³ ³
³ Û º Figura 1: El oscilador de bloqueo
³ Û º en su m¡nima expresi¢n.
³ Û º
³ - + ø³
ÀÄÄÄ´ÃÄÄÄÄÙL3
Ca
La figura 1 muestra un circuito elemental de un oscilador de bloqueo
destinado a su uso como fuente de alimentaci¢n conmutada. Funciona de la
siguiente manera: al aplicarle tensi¢n al circuito, la resistencia Rg (de
valor ohmico normalmente muy elevado, de cientos de KOhms a un par de MOhms)
torna conductor al MOSFET MF1. Se establece de esta manera, una rampa de
corriente que crece linealmente con el tiempo, llenando el GAP del n£cleo de
los inductores acoplados L1, L2 y L3. Esta variaci¢n en sentido positivo del
flujo magn‚tico aparece como una DDP en los bornes de L3 que se acopla capa-
citivamente (por Ca) hacia la compuerta de MOSFET, el cual se hace cada vez
m s conductor por efecto de la realimentaci¢n positiva proporcionada por el
devanado L3. Esa rampa aparece como una ca¡da de tensi¢n diente de sierra en
el resistor de source de MF1, (Rs), y cuando alcanza el valor de .6 a .8V,
hace que el BJT Q1 conduzca, r pidamente llevando al gate del MOSFET a masa y
haciendo que termine la conducci¢n del mismo. El colapso del campo magn‚tico
induce en todos los bobinados una tensi¢n de polaridad opuesta, provocando la
conducci¢n del diodo D1 (y de otros que pudieran existir) y entregando
tensi¢n a la(s) carga(s). Ese mismo efecto se repite en L3, el cual acopla la
variaci¢n en sentido negativo a la compuerta del MOSFET, haciendo que por
efecto de la misma conducci¢n de Q1 el capacitor se cargue con la polaridad
indicada y manteniendo al MOSFET bloqueado. A medida que el inductor se va
descargando, va cediendo y perdiendo energ¡a de campo magn‚tico. Cuando ‚sta
es lo suficientemente baja, el diodo deja de conducir. Entonces, se establece
una condici¢n oscilatoria amortiguada con la energ¡a remanente, en sentido
negativo en el Drain del MOSFET, que a su vez es positiva por el lado de
compuerta. Para este momento, Ca tambi‚n ha perdido gran parte de su carga
porque ha ingresado corriente por Rg desde la entrada. Estas dos situaciones
convergen en un punto haciendo que el gate del MOSFET se vea polarizado como
para entrar nuevamente en conducci¢n, repiti‚ndose indefinidamente esta
secuencia de hechos. Rb limita la corriente de base de Q1 a un valor seguro
para ‚l, y suele ser de entre 100 ê a 1Kê. Las l¡neas de puntos con la letra
M denotan acoplamiento magn‚tico entre los arrollamientos.
As¡ de simple como se lo ve, este sistema carece de importancia, pues
no existe manera de gobernar la tensi¢n de salida. Existe cierta regulaci¢n
desde el momento que si la tensi¢n de entrada baja, se va a demorar m s
tiempo en alcanzar el punto de conducci¢n de Q1, de manera que el producto
volts por segundo en L1 tiende a mantenerse constante; o si la carga aumenta
la corriente drenada, se descarga m s r pidamente el inductor, forzando al
comienzo de un nuevo ciclo m s r pidamente. Obviamente, en este tipo de
fuente no se puede hablar formalmente de un PWM, pues es la frecuencia de la
oscilaci¢n la que se var¡a, y no el duty cycle de la misma. Son pues, de
frecuencia variable. S¡, en cambio, se las puede llegar a catalogar como de
"On Time constante", pues si la tensi¢n de entrada es fija, el tiempo de
conducci¢n es mas o menos constante. Pero no hay forma de ajuste de la
tensi¢n de salida. Es regulada, pero no regulable. Para ello, es necesario
hacerle ligeras modificaciones. Se puede efectuar regulaci¢n sobre el cir-
cuito primario directamente, o mediante un optocoupler, desde la salida.
+
oÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ¿ ÚÄÄ´>ÃÄÄÄÄÄÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄoÄÄÄÄÄ¿
+ ³ ³ ³ ³ D1 ³ ³
³ ± øÛ º Û ³ ³
³ ± Rg L1 Û º Û L2 ³ ³
³ ± Û º Û ³ ³
³+ ³ ³ ³ø + ³ Co ³ Rc
ÄÄÁÄÄ ³ MF1 ³ÄÄÙ | ³ ÄÄÁÄÄ ±
ÄÄÂÄÄ ÃÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄ´<Ä¿ | ³ ÄÄÂÄÄ Eo ±
³- ³ ³ ³ÄÄ´ | ³ - ³ ±
ci ³ ³ ³ ÚÄÄÄÄÄÄ´ | ³ ³ ³
³ ³ ³ ³ ³ | ³ ³ ³
³ ³ ³ ± Rs ± | ³ ³ ³
³ ÀÄij ³ ± ± | ³ ³ ³
³ Q1 ÃÄ(ÄÄÙ ± | ³ ³ ³
³ Ú<ij ³ Rb ³ | ³ ³ ³
- ³ ³ ³ ³ | ³ ³ ³
oÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄ(ÄÄÄÄÄÄÂÄÄÙ | ÀÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄoÄÄÄÄÄÙ
ÄÁÄ ³ ³ ³ | ÄÁÄ -
GND1 ³ ³ ÀÄÄ¿ |M GND 2
³+ ³ ³
ÄÁÄ ³ Û º Figura 2: El oscilador de
C1 ÄÂÄ ³ Û º bloqueo mejorado.
³- ³ Û º
³ ³ - + ø³
Z1ô\ÃÄÁÄÄÄ´ÃÄÄÄÄ´L3
³ Ca ³
³ ³
ÀÄÄÄÄÄ´>Ãı±±ÄÄÙ
D2 R1
En la figura 2 vemos una mejora substancial en la prestaci¢n de un
oscilador de bloqueo, con s¢lo 4 componentes adicionados. D2 carga a C1
negativo por el lado inferior durante la descarga del inductor, obteni‚ndose
as¡ una tensi¢n negativa de unos -7 o -10 volts de corriente cont¡nua sobre
C1. Si la tensi¢n de ruptura del zener Z1 se escoje dentro de esos valores,
tan pronto como la fuente quiera pasarse de tensi¢n, tambi‚n lo har la acu-
mulada en C1. Entonces, el zener conducir y adicionar una parte de la
tensi¢n negativa desarrollada sobre C1 al gate del MOSFET, disminuyendo el
tiempo de encendido, la energ¡a acumulada en L1, y con ella, la tensi¢n de
salida. Es decir, se mejor¢ la regulaci¢n. El resistor R1 limita los picos de
carga de C1 a valores adecuados para el diodo D2.
Tuve oportunidad de reparar numerosas fuentes ATX en las cuales el
capacitor C1, de un valor de 1æF 50V, se secaba por el exceso de temperatura
al que era sometido (montado muy cerca del discipador o de alg£n resistor de
potencia), o por una falla del ventilador. En tal caso, la tensi¢n en sus
bornes cae dr sticamente y al cabo de pocas horas, la fuente colapsa por
perder regulaci¢n. La tensi¢n de stand by (cable violeta) pasa de los 5V
nominales a 9 o 10 Volts destruy‚ndose toda la l¢gica de arranque del mother-
board. Es decir, la falla de un componente de menos de 1 centavo de d¢lar,
acarreaba el reemplazo de mother, micro y memoria por unos nuevos. Un
verdadero desastre en cuanto a un mal dise¤o y elecci¢n de la calidad y
valores de los materiales.
+
oÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ¿ ÚÄÄ´>ÃÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÂÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄoÄÄ¿
+ ³ ³ ³ ³ D1 ³ ³ ³ ³
³ ± øÛ º Û ±R4 ³ ±R2 ³
³ ± Rg L1 Û º Û L2 ± ³ ± ³
³ ± Û º Û ± ³ ± ³
³+ ³ ³ ³ø ³ + ³ Co ³ ³ Rc
ÄÄÁÄÄ ³ MF1 ³ÄÄÙ | ³ ³ ÄÄÁÄÄ ÃÄÄÄ¿ ±
ÄÄÂÄÄ ÃÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄ´<Ä¿ | ³ ³ ÄÄÂÄÄ ³ ³ ±
³- ³ ³ ³ÄÄ´ | ³ ³ - ³ ±R3 ³ ±
ci ³ ³ ³ ÚÄÄÄÄÄÄ´ | ³ ³ ³ ± ³ ³
³ ³ ³ ³ ³ | ³ ³ ³ ± ³ ³
³ ³ ³ ± Rs ± | ³ ³ ³ ³ ³ ³
³ ÀÄij ³ ± ± | ³ ³ ³ ±P1 ³ ³
³ Q1 ÃÄ(ÄÄÙ ± | ³ ³ ÃÄÄÄ>± ³ ³
³ Ú<ij ³ Rb ³ | ³ ³ ³ ± ³ ³
- ³ ³ ³ ³ | ³ ³ ³ ³ ³ ³
oÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄ(ÄÄÄÄÄÄÂÄÄÙ | ÀÄÄÄÄÄÄÄÄÄ(ÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄÅÄÄÄ)ÄoÄÄÙ
ÄÁÄ ³ ³ ³ | ³ ÄÁÄ ³ ³ -
GND1 ³ ³ ÀÄÄ¿ |M ³ GND 2 ³ ³
³+ ³ ³ ³ ³ ³
ÄÁÄ ³ Û º ³ ³ ³
C1 ÄÂÄ ³ Û º ³ ³ ³
³- ³ Û º ³ VR1³ ³
³ ³ - + ø³ ³ ³ ³
³ ÃÄÄÄ´ÃÄÄÄÄ´L3 ³ K ³A ³
³ ³ Ca ³ ÀÄ´>ÃÄÄÄ´<ÃÙ ³
³ ÀÄij ³ / ³ ³
³ Ã <ùùù³ùùùùùùùùùùùùùù PCD RÀÄÄÄÄÄÙ
³ Ú<ij ³ luz
³ ³ PCT ³
ÃÄÄÄÄÙ ³
ÀÄÄÄÄÄ´>Ãı±±ÄÄÙ Figura 3: El oscilador de
bloqueo mejorado con una
D2 R1 regulaci¢n.
En esta figura vemos como se implementa una regulaci¢n de la tensi¢n
de salida. VR1 es un regulador lineal del tipo del TL431. Su referencia se
ajusta mediante el preset P1 de manera que siempre tenga 2.5V entre ese
terminal y su nodo, conectado a masa. Multiplicando la tensi¢n de referencia
por por el valor de desmultiplicaci¢n del divisor resistivo R2, R3 y P1 se
ajusta la tensi¢n de salida de nuestra fuente. Como P1 forma parte de ese
divisor, permite ajustar dicha salida. VR1 demandar una corriente mayor o
menor por su c todo, con lo cual variar la corriente circulando por el LED
PCD a ‚l conectado, variando su brillo. Como este se encuentra acoplado ¢pti-
camente a PCT, el transistor de salida del optoaislador, si la tensi¢n de
salida tendiera a aumentar, con ella lo har la corriente que circula por el
LED y tambi‚n por el fototransistor, inyectando tensi¢n negativa al gate del
MOSFET, disminuyendo el tiempo de encendido, y por consiguiente, la tensi¢n
de salida. Es as¡ como se mantiene fielmente ajustada contra variaciones de
l¡nea y por carga.
Normalmente, a este tipo de fuentes se las utiliza en potencias de
hasta unos 80 Watt, principalmente en monitores de PC algo antiguos (d‚cada
del 90) y televisores, y en las fuentes ATX como alimentador de Stand By
(unos 10 Watts). Dado que las transiciones parten de cargar y descargar la
compuerta a partir de elementos pasivos (resistencias y capacitores), son
relativamente lentas y dif¡ciles de controlar, a pesar de lo cual es notoria-
mente ayudado por el efecto de realimantaci¢n positiva. Esto hace que el
rendimiento de la conversi¢n sea relativamente bajo (60-70%). Aplicando un
pulso de reducida amplitud a la compuerta en el momento en que est pr¢ximo a
empezar a conducir, obligar a comenzar el ciclo antes de lo previsto, con lo
cual es posible sincronizarla f cilmente con, por ejemplo, la etapa de salida
horizontal de un TV o monitor. Tomando el pulso de salida del transformador
de l¡nea, diferenci ndolo y aplic ndolo a la compuerta del MOSFET v¡a un
peque¤o transformador de pulsos, se puede hacer que la entrada en conducci¢n
del diodo de salida coincida con el inicio del ciclo activo del barrido
horizontal, con lo cual el ripple a la salida se puede disminuir de manera
notable. En otras palabras, la fuente entrega potencia de salida justo cuando
la carga la necesita. Por lo tanto, es posible reducir el valor del capacitor
utilizado como filtro a la salida del conversor conmutado. Esto adem s,
facilita el ocultamiento de algunas posibles interferencias generadas por la
fuente sobre la etapa de video, en el momento en que los c todos del TRC son
llevados al corte durante el borrado horizontal.
Fin cap¡tulo 27
ÉÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍ»
º Osvaldo F. Zappacosta. Barrio Garay (GF05tg) Alte. Brown, Bs As, Argentina.º
º Mother UMC æPC:AMD486@120MHz, 16MbRAM HD IDE 1.6Gb MSDOS 7.10 TSTHOST1.43C º
º Bater¡a 12V 160AH. 9 paneles solares 10W. º
º oszappa@yahoo.com ; oszappa@gmail.com º
ÈÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍͼ
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