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LW1DSE > TECH 26.02.11 22:08l 323 Lines 19515 Bytes #999 (0) @ WW
BID : 2265-LW1DSE
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Subj: Fuentes de Alimentaci¢n Conmutadas #25
Path: IZ3LSV<IK2XDE<PY1AYH<LU8DBJ<LW1DRJ<LW1DRJ<LW8DJW
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ÉÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍ»
º FUENTES DE ALIMENTACION CONMUTADAS º
º Por Osvaldo LW1DSE º
ÈÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍͼ
Hasta ahora, hemos conocido los distintos tipos de fuentes conmutadas
aisladas, sin aislar, como se las controla, y como se hace el pasaje de las
se¤ales de control cuando las mismas son aisladas. Pero, en todas ellas nos
referimos sistem ticamente a esquemas te¢ricos y gen‚ricos, tanto en lo re-
ferente a circuitos y a formas de onda. Empero, vamos a meternos un poco m s
adentro del circuito, y para ello, nos hemos de basar un poco en la fuente
fly back, y en el cap¡tulo donde analizamos al MOSFET por dentro. Remito al
lector a dichos cap¡tulos para que los relea antes de afrontar esta entrega.
No obstante, importar‚ desde aquel cap¡tulo el circuito y las formas de onda
t¡picas, y entonces, partir de este dibujo para avanzar en el an lisis.
oÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ¿ ÚÄÄ´>ÃÄÄÄÄÄÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ¿
³ ³ ³ D1 ³ ³
³ øÛ º Û ³ ³
³ L1 Û º Û L2 ³ ³
³ n1 Û º Û n2 ³ ³
³+ ³ ³ø + ³ C ³ Rc
ÄÄÁÄÄ ³ÄÄÙ ³ ÄÄÁÄÄ ±
ÄÄÂÄÄ Ei oÄÄÄÄ´<Ä¿ ³ ÄÄÂÄÄ Eo ±
³- PWM ³ÄÄ´ ³ - ³ ³
³ oÄÄÄÄÄÄÄ´ ³ ³ ³
oÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÙ ÀÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÙ
ÄÁÄ ÄÁÄ
GND1 GND 2
ÚÄ¿ ÚÄ¿ ÚÄ¿ ÚÄ¿ ÚÄ¿ <---- MF1 on
Gate ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
MF1 ------------------------------------------------------------
ÚÄÄÄÄ¿ ÚÄÄÄÄ¿ ÚÄÄÄÄ¿ ÚÄÄÄÄ¿
³ ³ ³°°°°³ ³ ³ ³ ³
-Ä¿-³----ÀÄÄ¿-³--- ÀÄÄ¿-³----ÀÄÄ¿-³----ÀÄÄ¿-------- Ei
³ ³ ³°³ ³ ³ ³ ³ ³
Drain de ³ ³ ³°³ ³ ³ ³ ³ ³
MF1 ³ ³ ³°³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ °= Volts * segundo
³ ³ ³°³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ iguales.
ÀÄÙ ÀÄÙ ÀÄÙ ÀÄÙ ÀÄÙ
ÚÄÄÄÄ¿ ÚÄÄÄÄ¿ ÚÄÄÄÄ¿ ÚÄÄÄÄ¿
Anodo ³ ³ ³°°°°³ ³ ³ ³ ³
de D1 -Ä¿-³----ÀÄÄ¿-³--- ÀÄÄ¿-³----ÀÄÄ¿-³----ÀÄÄ¿-------- 0V
³ ³ ³°³ ³ ³ ³ ³ ³
³ ³ ³°³ ³ ³ ³ ³ ³
³ ³ ³°³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
³ ³ ³°³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
ÀÄÙ ÀÄÙ ÀÄÙ ÀÄÙ ÀÄÙ
Figura 1: Esquem tico y formas de onda te¢ricas
de una fuente Fly Back.
El esquema de la figura 1, en la realidad, se compone de un mont¢n de
componentes extras que no se dibujaron en aquel entonces para no complicar
demasiado el dibujo. Pero ahora que sabemos que el MOSFET es algo mas que un
simple semiconductor y que contiene capacidades par sitas y dem s elementos
en su interior, vamos a redibujar la misma figura con dichos componentes.
Tampoco el inductor es tan inocente como parece, ni los capacitores. Todos
esos componentes tienen elementos par sitos, y vamos a exponerlos para ver
como act£an. Inicialamente, se los considera perjudiciales a muchas de estas
componentes, pero veremos despu‚s que es posible hacer a algunos de ellos,
jugar a favor nuestro.
Cjd
R1 Ld1 Ld2 Ú--´Ã--¿
| |
oÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÂı±ÄÄÛÛÄÄ¿ ÚÄÛÛÄÅÄÄ´>ÃÄÁÄÄÂÄÄÄÄÄo
³ | ³ ³ | D ³
± | Û º Û Á ± R
± R Á L1 Û º Û L2 Â Cd2 ± EQ
³ EQ Â Cd1 Û º Û | ³
Û | ³ ³ | Û Figura 2: Elementos
Û L À----Â----Å-´ÃÅ----Ù Û L par sitos t¡picos en
³ EQ | ³C12³ ³ EQ una fuente conmutada
³ CMr Á Ã-¿ ³ ³ tipo Fly Back.
³ Â ³ | ± R2 ³
ÄÄÁÄÄ | ³ÄÄÙ Á ± ÄÄÁÄÄ
ÄÄÂÄÄCi oÄÄÁÄ´<Ä¿ Â ³ ÄÄÂÄÄ Co
³ PWM ³ÄÄ´ | ³ ³
³ oÄÄÄÄÄÄÄ´ | ³ ³
oÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄÛÛÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÁ-Ù ÀÄÄÄÄÄÛÛÄÄÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄo
ÄÁÄ Cds ÄÁÄ
GND1 Lx1 Lx2 GND 2
En la figura 2 est n representados algunos de los m s importantes ele-
mentos par sitos que intervienen en una fuente conmutada t¡pica. Vamos a des-
cribirlos sint‚ticamente a continuaci¢n:
R1 = es el equivalente de todas las p‚rdidas del circuito de entrada;
R2 = es el equivalente de todas las p‚rdidas del circuito de salida;
Req = es la resistencia serie equivalente (ESR) de cada capacitor;
Leq = es la inductancia serie equivalente (ESL) de los mismos;
Ld1 = es la inductancia de dispersi¢n del devanado N1;
Ld2 = es la inductancia de dispersi¢n del devanado N2;
Lx1 = es la inductancia del conexionado del lado de entrada;
Lx2 = es la inductancia del conexionado del lado de salida;
Cjd = es la capacidad de juntura del diodo, y si se halla montado sobre
sobre un discipador, la capacidad del nodo al mismo;
Cds = es la capacidad Drain-Source del MOSFET, a la que se suma la generada
por montar al mismo en un discipador conectado a GND1;
CMr = es la capacidad Miller del MOSFET;
Cd1 = es la capacidad entre las espiras del devanado de L1;
Cd2 = es la capacidad entre las espiras del devanado de L2;
C12 = la capacidad entre devanados de los inductores acoplados;
L1 = inductancia del circuito de entrada perfectamente acoplada con L2 y sin
elemeto par sito alguno (ideal desde el punto de vista matem tico);
L2 = inductancia del circuito de salida perfectamente acoplada con L1 y sin
elemeto par sito alguno (ideal desde el punto de vista matem tico).
A esta lista debe agregarse la resistencia de los conductores (trazos
del circuito impreso, alambres de los bobinados y cables de entrada y salida)
y la RDSon del MOSFET, resistencias de sensado de corrientes, conductancias
de p‚rdidas del sistema, sometidos a diferencias de potencial, p‚rdidas por
hist‚resis, Foucault y proximidad en los elementos magn‚ticos, p‚rdidas por
irradiaci¢n en los trazos vivos para RF, etc. Evidentemente, un intento por
numerarlos a todos, siempre va a ser un fracaso.
De todos ellos, los mas perjudiciales son los elementos reactivos,
capacitivos o inductivos, pues los resistivos s¢lo contribuyen a p‚rdidas que
se transforman en calor en los respectivos elementos, excepto las ESR de los
capacitores que generan algunas dificultades a la hora de calcular la compen-
saci¢n de la fuente; dado que intervienen en la respuesta de alta frecuencia
del sistema, y que como sufren alteraciones con la temperatura y el envejeci-
miento, son un poco dif¡ciles de predecir. La resistencia serie, adem s pro-
voca una ca¡da de potencial alterno de ripple entre sus extremos, lo cual se
traduce a la salida de la misma como residuo de la frecuencia de conmutaci¢n,
que puede ser atenuada por una segunda celda LC como ya hemos visto oportuna-
mente.
Las inductancias internas de los capacitores (ESL), son problem ticas,
porque generan con la capacidad del propio capacitor, circuitos resonantes
capaces de ser exitados por alguna de las arm¢nicas de la misma onda rectan-
gular e irradiar dicha frecuencia. Y, por encima de esa frecuencia de resonan-
cia pasan de comportarse capacitivamente a ser inductivos, dejando de ser
£tiles ya para la funci¢n que deben desempe¤ar en nuestra fuente. Para contra-
restar ese efecto, es que se ponen distintos tipos de capacitores en paralelo,
y de distintos valores usualmente. Por ejemplo, un capacitor de 2200æF puede
dejar de ser capacitivo a 8 o 10 KHz, mientras que uno de 1æF es resonante a
unos 100 Khz. Entonces, si se ponen ambas unidades en paralelo, a las frecuen-
cias en que el de 2200æF ya no es capacitivo, el de 1æf todav¡a lo es, y mas
all de los 100 KHz, habr uno de .22æ prestando servicio hasta la zona del
Mhz, y as¡ sucesivamente, se van compensando. De manera que es relativamente
sencillo deshacerse de los inconvenientes provocados por estos elementos
indeseables.
Los efectos derivados del uso de un circuito impreso, pueden tambi‚n
ser minimizados con un correcto dise¤o del mismo y por el uso de blindajes o
jaulas de Faraday correspondientes. La inductancia de los trazos de circuito
impreso se minimiza haciendo trazas anchas y cortas y disponiendo de sectores
circulares en su interior en los cuales no hay cobre. De esta manera, se fa-
brican m£ltiples inductancias en paralelo, que como sabemos, tienen una in-
ductancia total menor que la menor de cada una de ellas por separado. Los
retornos de masas y de positivo en general se hacen anchos, pues deben llevar
la corriente cont¡nua de servicio, pero poseen bajos potenciales y corrientes
de RF, de modo que no son tan cr¡ticos.
Queda por £ltimo, mencionar a los residuales parasitarios m s com-
plicados desde el punto de vista del dise¤o. Se trata de los ya estudiados
internos al MOSFET, y al transformador o inductor (simple o acoplado), pues
de ellos no se puede prescindir. Los MOSFET m s utilizados vienen encapsulados
en formato TO220 o TO247 (TO3P) con aleta met lica expuesta para montaje
mec nico al discipador, o los mas viejos TO3 ¡ntegramente met licos. Si fueran
atornillados directamente a los discipadores, toda la masa met lica quedar¡a
sometida a un elevado potencial tanto de DC como de RF, por lo que son aisla-
dos de los mismos mediante mica o goma siliconada, y un niple de PVC para
aislar el tornillo, y en definitiva toda esa estructura met lica se conecta a
tierra, o a un punto de bajo potencial de RF como es alg£n negativo de entrada
o de salida. De esta manera se genera una capacidad desde el Drain del MOSFET
al Source que se adiciona a la interna del mismo. La capacidad del impreso
no se toma en cuenta demasiado, por ser normalmente muy baja, por las mismas
razones de la inductancia arriba enunciadas. Queda entonces hacernos cargo de
los elementos mas complicados, que son la capacidad Miller, y las par sitas
internas de (los) bobinado(s). Estas £ltimas conforman con las inductancias,
otros circuitos resonantes, capaces de almacenar energ¡a de RF extra¡das de
las mismas ondas rectangulares, y que se liberan cuando pasaron los transito-
rios de conmutaci¢n.
Como hemos visto en el cap¡tulo dedicado a analizar el MOSFET porden-
tro, y sus efectos capacitivos, vimos que la capacidad equivalente del mismo
se pod¡a asumir como una capacidad fija (la de gate a source) y una variable
con la ganacia, (la de drain a gate). Como que la ganacia del FET var¡a con
distintas tensiones de gate y drain respecto al source com£n, tenemos que su
comportamiento es diferente cuando est abierto, y cuando est cerrado. Ergo,
su capacidad efectiva tambi‚n. Esto significa que parte de las capacidades del
sistema no son constantes en el tiempo. Es por ello, que las oscilaciones pa-
r sitas que se establecen en tales elementos, tampoco lo son.
Vamos a ver entonces, como se manifiestan en la realidad. Para ello,
haremos un zoom (amplici¢n del oscilograma de la figura 1 para ver con m s
detalle como se manifiestan tales oscilaciones (RINGING en ingl‚s).
ÚÄÄÄÄ¿
³ ³
-Ä¿-³----ÀÄÄ¿-³-
³ ³ ³ ³
Drain de ³ ³ ³ ³
MF1 ³ ³ ³ ³
³ ³ ³ ³
ÀÄÙ ÀÄÙ
.
. .
. . . f2
. . . .
. . . . . MOSFET OFF
. . . . . . DIODO OFF
. . . . . .
³ . . . . . .ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ¿
³ . . . . . . ---------³---- .P
³ . . . . . ³ . . . f3
³ . . . | ³ . . . .
³ . | ³ . . . . .
³ DIODO ON | ³ . . . . . .
³ | ³ . . . . . .
Nivel de Ei ³ | ³ . . . . . .
--------------------³----------------------³---.---.---.---.---.---.--
³ ³ | ³ . . . . . .
³ ³ | ³ . . . . . .
³ ³ | ³ . . . . . .
³ ³ ³ . . . . . ³
³ ³ Ep ³ . . . . . ³
³ ³ . . . . . ³
³ ³ | . . . . ³
³ MOSFET ON ³ | . . . ³
³ ³ | . . ³
³ ³ | . . ³
³ ³ | . . ³
³ ³ | . . ³
³ ³ | ------ . ³
³ ³ | Q ³ . ³
³ . . . ³ | ³ .
³ . . . . . ³ | Ev Figura 3: ³ . .
³ . . . . . . ³ "zoom" del oscilograma ³ .
. . . . . . ÄÄÄÄÄÄÙ------------------- de la forma de onda en ³ .
. . . . . Nivel de 0 Volt el drain del MOSFET. . .
. . . (NO A ESCALA) . .
. Ep: tensi¢n de pico, . .
f1 Ev: " de valle. .
En la figura 3 vemos las oscilaciones par sitas (RINGING) que se gene-
ran en una fuente conmutada t¡pica fly back. Por lo general se producen luego
de un cambio brusco de estado, porque en esos momentos es cuando hay libera-
ci¢n de energ¡a, y parte de ella exita las susodichas oscilaciones.
La entrada en conducci¢n del MOSFET inicia una serie de oscilaciones
mostradas en la figura 3, con una frecuencia f1. Responden a la forma de una
oscilaci¢n sinusoidal amortiguada exponencialmente. Dado que la resistencia
de conducci¢n del FET (RDSon) es muy baja, dicha oscilaci¢n es r pidamente
amortiguada, pues dicha RDSon carga severamente al circuito resonante. La fre-
cuencia de resonancia es relativamente elevada, y en ella participan todos los
elementos reactivos mostrados en la figura 2, excepto L1 y L2 dado que se los
considera IDEALES, por lo tanto TODA la energ¡a en ellos acumulada, se trans-
fiere de un circuito a otro. Es de poca amplitud y de corta duraci¢n, escasa
importancia.
La salida de servicio del MOSFET deber¡a coincidir con la entrada del
diodo de salida. Pero no es as¡ en la realidad. El diodo se halla polarizado
fuertemente en inversa durante la conducci¢n del FET, y debe pasar a conducir
‚l, pero no puede hacerlo de inmediato, pues primero se deben alterar los
estados de cargas de la capacidad de juntura del diodo Cjd, luego la tensi¢n
de salida del inductor debe poder vencer la barrera de potencial del diodo
adicionada a la tensi¢n de salida, y reci‚n despu‚s entrar en conducci¢n. En
todo ese tiempo, el inductor se halla completamente cargado de energ¡a en
forma de campo magn‚tico en el gap de su n£cleo, de manera que se exitan osci-
laciones de una duraci¢n y amplitud mayores que en f1, y de una frecuencia f2
tambi‚n bastante elevada, puesto que el diodo es incapaz de reaccionar a esa
frecuencia, y rectificarla. Aqu¡ interviene una capacidad Miller del MOSFET
m s alta, porque tiene una mayor diferencia de potencial entre sus extremos,
y por lo tanto un ganancia de peque¤a se¤al mayor, por lo tanto la frecuencia
de esta oscilaci¢n f2 es menor que f1. Tambi‚n suele ser de peque¤a amplitud,
un poco mas elevada y de mayor duraci¢n que f1.
Pero la realmente preocupante y generadora de grandes problemas es f3.
Ac , el diodo ha dejado de conducir porque la energ¡a en el inductor remanente
no alcanza para mantener al diodo en conducci¢n, y al MOSFET todav¡a le falta
un rato para entrar a conducir, por lo tanto no hay quien amortigüe dichas
oscilaciones. Ahora se suma la capacidad de juntura del diodo ya bloqueado,
por lo tanto es la de m s baja frecuencia de las 3, y hay en juego una gran
cantidad de energ¡a remanente en el inductor, y al ser de menor frecuencia,
las p‚rdidas naturales del circuito son menos importantes para ella. Es en-
tonces, la de mayor amplitud y duraci¢n, y la de menor frecuencia de las tres.
La tensi¢n en el valle de la oscilaci¢n Ev se acerca a cero, pero no llega;
pues en el tiempo que dura este primer cuarto de ciclo del ringing, ya se
perdi¢ parte de la energ¡a del inductor en calor (punto Q). En el tercer
cuarto de ciclo se alcanza la tensi¢n m s elevada de la oscilaci¢n, llegando
a una tensi¢n menor que la del secundario reflejado al primario, porque a£n
m s energ¡a del inductor se discip¢. Ese pico se manifiesta en la figura 3
como Ep (punto P).
Resulta evidente que hay determinados puntos de la oscilaci¢n que son
ideales para realizar un nuevo encendido del MOSFET, particularmente el primer
valle de tensi¢n, Q. Aqu¡ naturalmente se halla un m¡nimo de tensi¢n, lo cual
implica una condici¢n casi ¢ptima. Esa propiedad es utilizada en un tipo de
fuentes denominadas Quasirresonantes o ZVS (Zero Voltage Switch). Tambi‚n hay
puntos totalmente indeseables para encender el FET, estos son los picos de
tensi¢n, punto P. Obviamente, dependiendo del estado de carga y tensi¢n de
entrada, el control de PWM encender el MOSFET en un punto dictaminado por
estas dos variables enunciadas, independientemente de cual punto conviene para
minimizar p‚rdidas por conmutaci¢n. Pero, en los ZVS, existe un criterio lige-
ramente distinto para el encendido del MOSFET, haciendo uso de estas propie-
dades, pero con un dr stico cambio en el modo de funcionamiento y en la efi-
ciencia general del conversor.
Fin cap¡tulo # 25
ÉÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍ»
º Osvaldo F. Zappacosta. Barrio Garay (GF05tg) Alte. Brown, Bs As, Argentina.º
º Mother UMC æPC:AMD486@120MHz, 16MbRAM HD IDE 1.6Gb MSDOS 7.10 TSTHOST1.43C º
º Bater¡a 12V 160AH. 9 paneles solares 10W. º
º oszappa@yahoo.com ; oszappa@gmail.com º
ÈÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍͼ
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