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Subj: Fuentes de Alimentaci¢n Conmutadas #12
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ÉÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍ»
º FUENTES DE ALIMENTACION CONMUTADAS º
º Por Osvaldo LW1DSE º
ÈÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍͼ
En esta oportunidad analizaremos una de las topolog¡as mas utilizadas
en la actualidad, y desde hace ya unos cuantos a¤os en las fuentes de PC. Se
trata del Half Bridge, o puente media H. Tiene casi todas las ventajas del
Push Pull sin tener el inconveniente propio que mencionamos oportunamente.
MF1
oÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ¿
+ ³ ³ ³ÄÄÙ T1 D1 ÍÍÍÍÍ L1
Ei ³ ³+ oÄÄÄÄ´<Ä¿ ÚÄÄ´>ÃÄÄÂÄÄÛÛÛÛÛÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄÄ¿
± ÄÄÁÄÄ PWM2 ³ÄÄ´ ÚÄÄÄÄÄÄ¿ º Û ø ³ ³ ³
± ÄÄÂÄÄ oÄÄÄÄÄÄÄ´ ³ øÛ º Û n2 ³ ³ ³
R2 ± C1 ³- ³ ³ Û º Û ³ ³ ³
³ ³ ÃÄÄÄÙ n1 Û º ÃÄÄÄÄÄÄÄ)ÄÄÄ¿ ³ ³
³ ³ ³ Û º Û ø ³ ³ ³ ³
ÃÄÄÄÄÄÅÄÄ¿ Ei/2 ³ Û º Û n2 ³ ³ ³ ³
³ ³ ÀÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ(ÄÄÄ´ÃÄÄÄÄÄÙ º Û ³ ³ ³ ³
³ C2 ³+ ³ CA ÀÄÄ´>ÃÄÄÙ ³ + ³ Co ³ Rc
R1 ± ÄÄÁÄÄ ³ÄÄÙ D2 ³ ÄÄÁÄÄ ±
± ÄÄÂÄÄ oÄÄÄÄ´<Ä¿ MF2 ³ ÄÄÂÄÄ Eo ±
± ³- PWM1 ³ÄÄ´ ³ - ³ ³
- ³ ³ oÄÄÄÄÄÄÄ´ ³ ³ ³
oÄÄÄÄÁÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÙ ÀÄÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄÄÄÙ
ÄÁÄ ÄÁÄ
GND1 GND 2
Figura 1: topolog¡a Half Bridge original
En la figura 1 vemos un esquem tico de una fuente switching que
utiliza topolog¡a Half Bridge. Se puede notar como diferencia principal con
respecto a todas las conexiones anteriores, que el capacitor electrol¡tico
de entrada a la fuente, se ha dividido en dos capacitores iguales conectados
en serie, con sendos resistores "Bleeder" o equilibradores de carga (C1, C2,
R1 y R2 respectivamente). A su vez, los MOSFET se hallan conectados en serie
entre los polos positivo y negativo de la tensi¢n de entrada. Y el transfor-
mador switching se halla conectado entre las dos mitades de un puente as¡
formado, por un lado los capacitores y los MOSFET por el otro. El circuito
del lado secundario es exactamente igual al anterior.
ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿<- MF1 on
Gate ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
MF1 -------------------------------------------------------------------
ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿<- MF2 on
Gate ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
MF2 -----------------------------------------------------------------
+ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿<-Ei ÚÄÄÄ¿ MF1 on
³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
Entrada --ÀÄ¿---ÚÄÙ---ÀÄ¿---ÚÄÙ---ÀÄ¿---ÚÄÙ---ÀÄ¿---ÚÄÙ---ÀÄ¿---ÚÄÙ--Ei/2
de T1 ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
- ÀÄÄÄÙ ÀÄÄÄÙ ÀÄÄÄÙ ÀÄÄÄÙ<-0V ÀÄÄÄÙ<- MF2 on
Dead Time
² D1 on ± D2 on / \
ÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄÄÄ¿ ÚÄ Ei/2 * n2/n1
³ ³±±±³ ³²²²³ ³±±±³ ³²²²³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
Entrada ³ ³±±±³ ³²²²³ ³±±±³ ³²²²³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
de "L" ³ ³±±±³ ³²²²³ ³±±±³ ³²²²³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³ ³
---ÀÄÙ---ÀÄÙ---ÀÄÙ---ÀÄÙ---ÀÄÙ---ÀÄÙ---ÀÄÙ---ÀÄÙ---ÀÄÙ---- 0V ³<--- T --->³ 0V
³<--- T --->
Figura 2: Formas de onda te¢ricas en un Half Bridge
Veamos como funciona esto. Cuando el PWM lleva a plena conducci¢n a
uno de los MOSFET, por ejemplo el MF1, ‚ste pone la mitad de la tensi¢n de
fuente, Ei/2 sobre el bobinado primario del transformador con el lado superior
positivo con respecto al inferior. En estas condiciones, el diodo D1 conduce
aplicando un pulso al circuito filtro L1 Co, ver figura 2. Pasado el pulso,
aparece tambi‚n ac un dead time en el cual ambos MOSFET est n inactivos (un
5% m¡nimo del per¡odo de la fuente). Trancurrido el dead time, se enciende el
MF2. Esto coloca a la mitad de la fuente de entrada sobre el primario del
transformador, pero con la polaridad revertida con respecto a hemiciclo
anterior. Nuevamente aparece un pulso a la entrada del inductor, conducido
por intermedio del diodo D2. Al culminar este per¡odo activo, reaparece otro
dead time, dejando paso a un nuevo ciclo. Aqu¡ se hace muy evidente que de no
haber un dead time, si no se dejara salir de la conducci¢n a uno de los
switches antes de encender el otro, resulta obvio la presencia de un
cortocircuito directamente a la salida del rectificador principal.
Analicemos un poco la funci¢n del capacitor CA, llamado de acople.
Se trata de un capacitor bipolar de alta capacidad (1 a 4.7 æF de acuerdo a
la potencia de la fuente) por el cual circula la corriente alterna a la entra-
da del tranformador. Si se produjera, como en el circuito Push Pull, una resi-
dual de corriente cont¡nua debido a un desbalance en los Volts*Segundo apli-
cados al primario y que terminar¡a saturando el n£cleo, entonces ‚sta ser¡a
bloqueada por dicho capacitor. Es por ese motivo que debe ser bipolar, pues la
diferencia de potencial puede variar a lo largo de todo el rango din mico de
la fuente, tanto en amplitud como en polaridad. De todas maneras, todo
circuito bien exitado, esa DDP debe ser de menos de un 1% de la tensi¢n Ei.
Para una Ei de 300 V (los 220V rectificados), una DDP sobre el capacitor de
m s de 5 V merece ser estudiada. Debido al efecto de autocompensaci¢n del
circuito es que es tan ampliamante utilizada en circuitos de mediano y bajo
costo.
Una de las contras que tiene esta topolog¡a, pero que a la altura de
la tecnolog¡a actual no resulta grave, es que el MOSFET MF1 est vinculado al
positivo de alta tensi¢n y que su source resulta vivo tanto para la onda
cuadrada de potencia como para la se¤al de exitaci¢n. Es necesario interponer
alg£n m‚todo de aislaci¢n entre la compuerta del MOSFET y el circuito de
exitaci¢n. Normalmente, se utiliza un £nico transformador con la debida
aislaci¢n entre primario y secundarios entre s¡, y entonces se exitan los dos
MOSFET desde el mismo transformador, con la ventaja de poder mantener al
exitador a potencial de tierra, del secundario, o cualquier otro nivel
adecuado al criterio del dise¤o. Empero, existen circuitos integrados del
tipo del IR2121 y similares y que son capaces de exitar a un par de MOSFET
r pidamente y con una alta tensi¢n de hasta unos 600V, sin necesidad de
tranformadores de exitaci¢n.
Usualmente, se utilizan este tipo de fuentes con un puente de Graetz o
rectificador con 4 diodos, y los capacitores C1 y C2 forman entonces los
filtros para desacoplar la residual de ripple de 100 Hz, sin necesidad de
filtrado posterior. Interponiendo un interruptor entre el punto medio de los
dos capacitores y uno de los polos de la l¡nea, la configuraci¢n se tranforma
en un doblador de tensi¢n apto para duplicar la tensi¢n alterna de entrada de
la l¡nea. En estas condiciones, la fuente puede operar como puente en 220V,
y como dobladora en 110V, y por lo tanto independientemente de la entrada
aplicada, la fuente siempre opera con los 300V de corriente cont¡nua. Este
switch, generalmente manual, es el famoso conmutador 220/110, que mal operado
lleva a la destrucci¢n de los capacitores y los semiconductores de potencia,
pues operando como dobladora desde los 220 VCA impone 600 VCC a la etapa de
potencia, tensi¢n que excede ampliamente la normal de dise¤o.
Otra ventaja de esta disposici¢n es que no necesita un circuito de
descarga de la energ¡a acumulada en las inductancias de dispersi¢n de los
bobinados del transformador, pues ellas pueden circular tranquilamente por los
diodos int¡nsecos de los MOSFET directamente hacia la tensi¢n rectificada,
donde esa energ¡a es recuperada para usarla con posterioridad. Y en caso de
usar transistores bipolares (una tendencia en franca desaparici¢n), con solo
colocar un diodo en antiparalelo con cada transistor, dichos diodos permiten
la libre circulaci¢n de esas corrientes a l¡nea. Empero, en caso de utilizar
MOSFET como etapa de potencia, y dado que por lo general el diodo intr¡nseco
es inherentemente lento, suelen agregarse un par de diodos ultarfast externos
al MOSFET, en antiparalelo con el (D2 de la figura 3), y un diodo en directa
en serie con el Drain del MOSFET (D1). De esa manera, la corriente de
recuperaci¢n Ir circula por el diodo ultrafast, lo cual genera 2 ventajas: se
elimina la circulaci¢n v¡a un diodo lento, y adem s las p‚rdidas generadas por
ese diodo se transforman en calor en un dispositivo externo al MOSFET,
pudiendo ‚ste trabajar a una temperatura inferior.
Falso Drain
o
D1 ³ D2
ÚÄÄ´<ÃÄÄÁÄÄ´<ÃÄ¿
³ <-- Id ³ Figura 3. MOSFET adaptado
³ÄÄÙ ³ para hacer el freeweeling
oÄÄÄÄ´<Ä¿ ³ fuera de ‚l.
Gate ³ÄÄ´ Ir --> ³
oÄÄÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÙ
o
Source
Por otra parte, en el Push Pull, cada transistor debe poder soportar
al menos una tensi¢n del doble de Ei m s un m rgen de seguridad, a la mitad de
la corriente demandada por la carga, afectada por la relaci¢n de vueltas del
transformador. En esta etapa, la situcai¢n es diferente. Cada transistor,
debe soportar £nicamente la totalidad de la Ei m s el m rgen de seguridad, a
la mitad de la corriente de la carga, multiplicada la relaci¢n de transforma-
ci¢n. Como que cada MOSFET resulta entonces de una aislaci¢n menor, a igualdad
de otros factores, la resistencia de encendido del MOSFET (RdsOn) es menor, la
p‚rdida de conducci¢n del mismo deviene menor. Adem s, dado que la capacidad
de compuerta Ciss es menor cuanto menor es la potencia involucrada en el
MOSFET, tambi‚n es menor la corriente demandada del circuito de exitaci¢n, lo
cual disminuye el costo y los requerimientos del exitador.
En algunos dise¤os especiales, por comodidad del montaje mec nico del
equipo, se suele deformar ligeramente a la topolog¡a, pero sin afectar su
principio de funcionamiento ni su confiabilidad. Dicha alteraci¢n consiste en
utilizar 2 capacitores CA en serie, (CA1 Y CA2) (Figura 4) uno a positivo y
otro a negativo, de la fuente, conectando a la uni¢n de los dos el terminal
del transformador, y sin utilizar resistencias de equilibrado. Entonces, si
la construcci¢n lo requiere se pueden colocar esos capacitores bien cerca de
los MOSFET cofinando a los circuitos de potencia de RF en un sector muy
peque¤o del impreso. Entonces, eso permite alejarse del electrol¡tico
principal del rectificador, e inclusive ubicarlo en otra plaqueta.
MF1
oÄÄÄÄÄÄÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ¿
+ ³ ³ÄÄÙ T1 D1 ÍÍÍÍÍ L1
Ei ³ oÄÄÄÄ´<Ä¿ ÚÄÄ´>ÃÄÄÂÄÄÛÛÛÛÛÄÄÄÂÄÄÄÄÄÄÄ¿
ÄÄÁÄÄ PWM2 ³ÄÄ´ ÚÄÄÄÄÄÄ¿ º Û ø ³ ³ ³
ÄÄÂÄÄ oÄÄÄÄÄÄÄ´ ³ øÛ º Û n2 ³ ³ ³
CA1³ ³ ³ Û º Û ³ ³ ³
³ ÃÄÄÄÙ n1 Û º ÃÄÄÄÄÄÄÄ)ÄÄÄ¿ ³ ³
³ ³ Û º Û ø ³ ³ ³ ³
ÃÄÄ¿ Ei/2 ³ Û º Û n2 ³ ³ ³ ³
³ ÀÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ(ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÙ º Û ³ ³ ³ ³
CA2³ ³ CA ÀÄÄ´>ÃÄÄÙ ³ + ³ Co ³ Rc
ÄÄÁÄÄ ³ÄÄÙ D2 ³ ÄÄÁÄÄ ±
ÄÄÂÄÄ oÄÄÄÄ´<Ä¿ MF2 ³ ÄÄÂÄÄ Eo ±
³ PWM1 ³ÄÄ´ ³ - ³ ³
- ³ oÄÄÄÄÄÄÄ´ ³ ³ ³
oÄÄÄÄÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÙ ÀÄÄÄÄÄÄÅÄÄÄÄÄÄÄÙ
ÄÁÄ ÄÁÄ
GND1 GND 2
Figura 4: Configuarci¢n alternativa
Fin cap¡tulo 12
ÉÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍ»
º Osvaldo F. Zappacosta. Barrio Garay (GF05tg) Alte. Brown, Bs As, Argentina.º
º Mother UMC æPC:AMD486@120MHz, 16MbRAM HD IDE 1.6Gb MSDOS 7.10 TSTHOST1.43C º
º Bater¡a 12V 160AH. 9 paneles solares 10W. º
º oszappa@yahoo.com ; oszappa@gmail.com º
ÈÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍÍͼ
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